Введение
В первой части [1] серии статей по оптимизации систем питания мы изучили, как можно количественно оценить чувствительность сигнальной цепи к шуму, исходящему от источника питания и каким образом данная величина связана с событиями, происходящими в схеме. Был задан вопрос: каково реальное предельно допустимое значение шума при условии сохранения должного уровня характеристик высокопроизводительных устройств, ответственных за обработку аналоговых сигналов? Шум — это лишь один из измеримых параметров, значение которого можно вычислить еще на этапе проектирования распределенной сети электропитания (PDN). Как отмечено в [1], снижение уровня шума может быть достигнуто за счет увеличения размера, стоимости или снижения эффективности системы. Другим вариантом является оптимизация схемы PDN, которая позволит снизить шум до необходимого уровня, при этом улучшив показатели описываемых выше параметров.
Данная статья основана на обобщенном анализе влияния пульсаций источника питания на высокопроизводительные сигнальные цепи. Также в ней мы рассмотрим основные методы оптимизации сетей распределения питания для высокоскоростных ЦАП и АЦП на примере
сравнения традиционной PDN с ее оптимизированным вариантом. Данное сравнение позволит определить, на каких именно участках сети можно добиться выигрыша в пространстве за счет сокращения количества компонентов и тем самым сократить время на разработку и стоимость готового устройства. В следующих статьях серии будут рассмотрены конкретные решения по оптимизации PDN для других сигнальных устройств, таких как радиочастотные приемопередатчики.

Оптимизация системы питания для высокоскоростного двухканального
цифро-аналогового преобразователя AD9175 12,6 GSPS
AD9175 — это высокоскоростной двухканальный 16‑битный цифро-аналоговый преобразователь с частотой дискретизации до 12,6 GSPS. AD9175 оснащен конфигурируемым интерфейсом JESD204B с восемью каналами передачи данных, общей пропускной способностью до 15,4 Гбит/с, имеет встроенный высокопроизводительный умножитель тактовой частоты и оптимален для цифровой обработки сигналов в однополосных и многополосных радиочастотных приложениях.

Рассмотрим возможности оптимизации сети PDN для данного двухканального ЦАП. На рис. 1 показана схема стандартной PDN для AD9175, используемая в том числе при производстве оценочных плат. Основной частью схемы является импульсный регулятор напряжения ADP5054 с четырьмя выходными линиями питания, а также три последовательно подключенные к нему линейных стабилизатора с малым падением напряжения (LDO). Цель статьи состоит в том, чтобы рассмотреть возможности улучшения и упрощения приведенной схемы PDN, гарантируя при этом, что шум на ее выходе не окажет какого-либо серьезного воздействия на характеристики ЦАП.
Как видно на рис. 1, AD9175 имеет восемь линий питания, которые
условно можно разделить на четыре группы:
• аналоговая, 1 В (две шины);
• цифровая, 1 В (три шины);
• аналоговая, 1,8 В (две шины);
• цифровая, 1,8 В (одна шина).

Анализ схемы: требования к уровню шума
Прежде чем заняться оптимизацией схемы PDN, нужно выяснить уровень чувствительности выводов питания AD9175. В первую очередь сосредоточимся на аналоговых выводах питания ЦАП, поскольку они, как правило, более чувствительны к шуму, чем цифровые.

На рис. 2 показана зависимость коэффициента модуляции источника питания (PSMR) от частоты пульсаций. Обратите внимание, что аналоговые выводы 1 В оказываются более чувствительны в диапазоне низких частот 1/f, в то время как выводы 1,8 В показывают большую чувствительность в диапазоне рабочих частот переключения преобразователя (100 кГц — ~1 МГц).
Одним из первых вариантов оптимизации схемы, который следует рассмотреть, является использование вместо ADP5054 двух малошумящих импульсных стабилизаторов с LC-фильтром — например, LT8650S и LT8653S. На рис. 3 показан спектр выходных сигналов стабилизатора LT8650S, выполненного по архитектуре Silent Switcher (с подключенным LC-фильтром и без него). Режим частотной модуляции с размытием спектра (SSFM) LT8650S в момент снятия показаний был выключен. Несмотря на то, что SSFM снижает амплитуду шума, возникающего из-за коммутации, он также вносит дополнительный шум в области 1/f из-за треугольной модуляции (подробно это обсуждалось в [1]). Нет сомнений, что из-за внесения дополнительных 1/f шумов общее значение превысит максимально допустимый порог пульсации для рассматриваемых выводов, поэтому не рекомендуется использовать SSFM в данном конкретном случае. Под максимально допустимым порогом пульсаций напряжения подразумевается уровень пульсаций источника питания, при превышении которого боковые полосы в спектре выходного сигнала ЦАП превышают значение 1 мкВ (п‑п).

На рис. 3 видно, что уровень шума от импульсного стабилизатора в области 1/f не превышает максимально допустимого значения для аналоговых входов питания ЦАП 1 В. Кроме того, добавление в схему LC-фильтра оказывается достаточным, чтобы подавить пульсации
LT8650S и уменьшить их ниже максимально допустимого уровня во всем частотном диапазоне.

На рис. 4 показан спектр выходных сигналов LT8653S (с LC- фильтром и без) в сравнении с максимально допустимыми значениями пульсаций напряжения для аналоговых выводов ЦАП 1,8 В. На рисунке видно, что, как и в предыдущем случае, шум от импульсного стабилизатора в области 1/f не превышает максимально допустимого значения, а добавления LC-фильтра достаточно, чтобы подавить пульсации переключения LT8653S и также снизить их ниже максимально допустимого порога.

Результаты анализа: оптимизируем PDN
На рис. 5 изображена схема оптимизированной сети распределения питания для AD9175. Цель оптимизации — повышение КПД, уменьшение занимаемого пространства на плате, а также снижение потерь мощности при одновременном обеспечении высоких динамических характеристик AD9175. Уровень шума схемы для аналоговых выводов AD9175 соответствует уровню, показанному на рис. 3, 4.
Оптимизированная схема PDN построена на основе регуляторов LT8650S и LT8653, а к их выходам, идущим к выводам питания аналоговой части ЦАП, подключены LC-фильтры. В результате оптимизации мы получили ситуацию, когда аналоговые входы питания AD9175 1 В подключаются к VOUT1 LT8650S, за которым следует LC-фильтр, цифровые же выводы 1 В запитываются напрямую от VOUT2 того же LT8650S. Аналоговые и цифровые выводы 1,8 В
на схеме подключены к LT8653S через дополнительный LC-фильтр.

В таблице 1 сравниваются характеристики оптимизированной PDN с рис. 5, выполненной на базе регуляторов LT8650S и LT8653S, со стандартной PDN, изображенной на рис. 1 и построенной на основе 4‑канального понижающего преобразователя ADP5054 с тремя LDO стабилизаторами. Как видно из таблицы 1, занимаемая компонентами площадь печатной платы сократилась на 70,2%, кроме того, наблюдается увеличение КПД с 69,2% до 83,4%, а также снижение потерь мощности на 1 Вт.

Для того чтобы убедится, что после проведения оптимизации PDN шумовые характеристики схемы остались на приемлемом для AD9175 уровне, оценим параметры схемы с точки зрения фазового шума и проанализируем спектр выходного сигнала ЦАП на предмет появления паразитных выбросов по бокам от несущей составляющей, а также измерим значения этих выбросов [1]. По результатам сравнения (табл. 2) видно, что шумовые показатели стандартной
и оптимизированной PDN находятся примерно на одном уровне, а выходной спектр AD9175 имеет чистую характеристику без видимых паразитных выбросов (рис. 6).

Оптимизация системы питания для высокоскоростного аналого-цифрового преобразователя AD9213 10,25 GSPS
AD9213 представляет собой одноканальный 12‑битный аналого-цифровой преобразователь с частотой дискретизации 6 или 10,25 ГГц и встроенным входным буфером (полоса пропускания 6,5 ГГц). AD9213 ориентирован на применение в RF-области и поддерживает приложения с широким частотным диапазоном, требующие наличия широкой полосы пропускания и низкого значения коэффициента ошибок преобразования (CER). AD9213 оснащен конфигурируемым
интерфейсом JESD204B с 16 каналами данных, который обеспечивает максимальную пропускную способность до 16 Гбит/с.

На рис. 7 показана схема стандартной PDN для высокоскоростного АЦП AD9213, которая используется в том числе и на оценочных платах для данного компонента. Схема построена на основе микромодульного (μModule) четырехканального преобразователя LTM4644−1 и двух линейных регуляторов. Данное решение довольно компактно и энергоэффективно, но возможно ли его улучшить? Как уже отмечалось, первым шагом к оптимизации схемы является оценка чувствительности АЦП, то есть установление пределов выходного шума PDN на уровне, который бы не вызывал значительного ухудшения характеристик AD9213. В данном случае в качестве оптимизации мы используем два µModule-регулятора вместо одного и сравним производительность новой схемы со стандартным решением.
АЦП AD9213 10,25 GSPS имеет 15 линий питания, которые можно разделить на четыре группы:
• аналоговая 1 В (три шины);
• цифровая 1 В (шесть шин);
• аналоговая 2 В (четыре шины);
• цифровая 2 В (две шины).

Анализ схемы: требования к уровню шума
В результате оптимизации схемы PDN для AD9213, мы заменили четырехканальный преобразователь LTM4644−1 и два подключенных к нему линейных регулятора (ADP1764 и ADP7157) на µ Module-регуляторы LTM8024 и LTM8074, к первому из которых также был
дополнительно подключен LDO ADP1764.

На рис. 8 показаны результаты замеров зависимости PSMR от частоты пульсаций для аналоговых выводов 1 В и 2 В AD9213 при несущей частоте 2,6 ГГц. Как видно из графика (рис. 8), аналоговый вывод 1 В оказался более чувствительным к воздействию шума, нежели вывод 2 В, о чем свидетельствует более низкое значение PSMR.

На рис. 9 представлен спектр выходного сигнала LTM8024 (с подключенным LDO-регулятором и без него) при включенном режиме принудительной постоянной проводимости (FCM). На рис. 9 также приведен график максимально допустимого порогового значения пульсаций напряжения, которые не приведут к уровню шума выше -98 дБ FS в спектре выходного сигнала AD9213. Как видно, нефильтрованный шум 1/f и импульсы на частоте переключения LTM8024 превышают максимально допустимый порог пульсации при прямом подключении к выводу аналогового питания 1 В АЦП.
Добавление в схему последовательно подключенного к LTM8024 LDO-регулятора ADP1764 значительно уменьшает шум в диапазоне 1/f и пульсации на частоте переключения LTM8024, сокращая его максимальное значение ниже допустимого порога. Следует отметить, что на вход LDO-регулятора ADP1764 с LTM8024 подается не 1 В, а 1,3 В.
Эти 300 мВ соответствуют рекомендуемым характеристикам запаса по напряжению для LDO, сводя к минимуму потери мощности в нем, что немного лучше, чем запас 500 мВ в стандартной схеме.

Что касается аналоговых выводов питания 2 В, то на рис. 10 показан спектр выходного сигнала µModule-преобразователя LTM8074 (с LC-фильтром и без него), работающего в режиме FCM, а также график максимально допустимого порогового значения пульсаций напряжения, при которых уровень шума в выходном спектре AD9213 не превысит -98 дБ FS. Здесь, как и в предыдущем случае, импульсы от источника превышают максимально допустимый порог
пульсации при прямом подключении аналогового вывода АЦП 2 В. Однако в отличие от предыдущего случая мы можем обойтись без дополнительного LDO-регулятора, подключив вместо него к выходу LTM8074 простой LC-фильтр.

Результаты анализа: оптимизируем PDN
На рис. 11 показана оптимизированная схема PDN для AD9213, полученная в результате оценки чувствительности АЦП и изменений, описанных в предыдущем разделе. Как и в стандартной схеме, в ней используется три преобразователя напряжения, в роли которых теперь выступают LTM8024 и LTM8074 с подключенным последовательно LDO-регулятором ADP1764, от которого питание поступает на аналоговый вывод 1 В АЦП AD9213. Цифровой вывод питания 1 В напрямую подключен к второму выходу LTM8024. Как и в случае с ранее рассмотренным ЦАП AD9175, цифровые выводы питания AD9213 менее чувствительны к шуму от источника, в связи с чем возможно их прямое подключение к микросхеме-преобразователю без особых последствий для динамических характеристик АЦП. Второй преобразователь, LTM8074, с последовательно подключенным LC-фильтром отвечает за питание цифровых и аналоговых выводов 2 В AD9213.

В таблице 3 приведено сравнение характеристик оптимизированной и стандартной схемы PDN. Главным отличием схем является использование в оптимизированной версии двух µModule-преобразователей LTM8024 и LTM8074 и одного LDO-регулятора ADP1764 вместо одного четырехканального µModule-преобразователя LTM4644−1 с подключенными регуляторами ADP1764 и ADP7157. В результате оптимизации площадь занимаемого компонентами пространства на печатной плате сократилась на 15,4%, а КПД выросло с 63,1 до 73,5%, при этом потери энергии в схеме сократились на 1 Вт.
Для того чтобы проверить производительность оптимизированного PDN, выходной сигнал AD9213 оценивается с точки зрения SFDR и SNR, а также проводится проверка спектра сигнала, полученного в результате быстрого преобразования Фурье (БПФ), на наличие паразитных составляющих по бокам от несущей. Результаты оценки показали, что SNR и SFDR находятся в пределах, указанных в документации на АЦП (табл. 4). Анализ спектра выходного сигнала также продемонстрировал отсутствие каких-либо паразитных выбросов (рис. 12).

Заключение
Оценочные платы для высокопроизводительных АЦП и ЦАП строятся с использованием схем PDN, которые в первую очередь ориентированы на удовлетворение требований шумовых характеристик преобразователей. Однако при более подробном рассмотрении этих схем и проведения анализа их характеристик появляются возможности для их улучшения. В статье приведен пример оптимизации двух схем PDN для высокоскоростного ЦАП и АЦП. В результате оптимизации в обоих случаях удалось добиться снижения занимаемой компонентами площади на печатной плате, увеличения КПД, а также улучшения тепловых характеристик схемы и, как следствие, снижения потерь мощности. Следующий уровень оптимизации подразумевает использование альтернативных конструкций или компонентов, которые недоступны в настоящее время на рынке, но уже готовятся к производству. Публикация данной серии статей будет продолжена, и в ней будет представлено еще больше информации, касающейся оптимизации систем питания для высокопроизводительных компонентов, в том числе оптимизации PDN для радиочастотных приемопередатчиков.

Литература
1. Pasaquian P. E., Perez P. Optimizing Power Systems for the Signal Chain. Part 1: How Much Power Supply Noise Is Tolerable? // Analog Dialogue. March 2021. Vol. 55. No. 1.
2. Delos P. Power Supply Modulation Ratio Demystified: How Does PSMR Differfrom PSRR? Analog Devices, Inc. December 2018.
3. Delos P., Liner J. Improved DAC Phase Noise Measurements Enable Ultralow Phase Noise DDS Applications // Analog Dialogue. August 2017. Vol. 51. No. 3.
4. The Essential Guide to Data Conversion. Analog Devices, Inc.
5. Umesh J. Powering GSPS or RF Sampling ADCs: Switcher vs. LDO. Analog Devices, Inc., November 2015.
6. Limjoco A., Pasaquian P. E., Eco J. Silent Switcher μModule Regulators Quietly Power GSPS Sampling ADCs in Half the Space. Analog Devices, Inc., October 2018.
7. Jefferson E., Limjoco A. Ferrite Beads Demystified // Analog Dialogue. February 2016. Vol. 50. No. 1.
8. Umesh J. High Speed ADC Power Supply Domains RAQ // Analog Dialogue. May 2018. Vol. 52. No. 2.